Векторное управление - метод управления электродвигателями переменного тока, который позволяет независимо и практически безынерционно регулировать скорость вращения и момент на валу электродвигателя.
Главная идея векторного управления заключается в том, чтобы контролировать не только величину и частоту напряжения питания, но и фазу. Другими словами, контролируются величина и угол пространственного вектора. Векторное управление в сравнении со скалярным обладает более высокой производительностью. Векторное управление избавляет практически от всех недостатков скалярного управления.
Преимущества векторного управления:
• высокая точность регулирования скорости;
• плавный старт и плавное вращение двигателя во всем диапазоне частот;
• быстрая реакция на изменение нагрузки: при изменении нагрузки практически не происходит изменения скорости;
• увеличенный диапазон управления и точность регулирования;
• снижение потерь на нагрев и намагничивание, повышение КПД электродвигателя.
К недостаткам векторного управления можно отнести:
• необходимость задания параметров электродвигателя;
• большие колебания скорости при постоянной нагрузке;
• большая вычислительная сложность.
Обобщенная структурная схема двухканальной САУ АД с подчиненным регулированием в каждом канале приведена на рисунок3.27.
Рисунок 3.27. – Обобщенная двухканальная структурная схема
системы векторного управления АД
Первым каналом является канал стабилизации потокосцепления Ψ2 ротора, а вторым – канал регулирования частоты вращения ω АД.
В канале стабилизации потокосцепления Ψ2 содержится основной контур с регулятором потока РП и подчиненный контур с регулятором тока РТх по оси х. Из выходного напряжения источника питания ИПх вычитается сигнал с блока компенсации БК. Этим устраняется внутренняя обратная связь в АД между силовой цепью и цепью возбуждения. На АД поступает напряжение u1x.
В канале стабилизации частоты вращения ω содержится основной контур с регулятором скорости РС и подчиненный контур с регулятором тока РТу по оси у. С источника питания ИПу на АД поступает напряжение u1у.
Каждый из каналов может быть настроен на модальное управление точно также, как это делалось для ДПТ. Такие настройки гарантируют получение от АЭП с векторным управлением заданное качество как по статическим, так и динамическим показателям при учете электрической инерции обмоток АД, так как это заложено в модель АД в осях х-у.
Развернутая структурная схема двухканальной САУ АД с подчиненным регулированием в каждом контуре приведена на рисунок3.28.
Рисунок 3.28. – Структурная схема электропривода с векторным управлением АД с развернутой структурой системы управления
В схеме для получения сигналов обратных связей по частоте вращения и потокосцеплению применены, соответственно, тахогенератор ТГ, датчики Холла магнитного поля, установленные в зазоре между статором и ротором, и датчики тока двух фаз статора.
В схеме управления применено два преобразователя координат ПК, три преобразователя фаз ПФ, блок восстановления потокосцепления ротора БВПР и тригонометрический анализатор ТА.
Питание АД осуществляется от преобразователя частоты ПЧ, на вход которого поступают сигналы задания трех фазных напряжений uА.зад, uВ.зад и uС.зад. ПЧ точно воспроизводит форму этих сигналов, пропорционально доведя их до значений напряжений uА, uВ и uС, поступающих на статор АД. Преобразователь частоты должен содержать автономный инвертор напряжения - АИН.
Преобразователи фаз ПФ служат для преобразования сигналов трехфазной модели АД в осях АВС в сигналы двухфазной модели в осях α-β и наоборот.
Преобразователи фаз в системе векторного управления должны работать по условию инвариантности мощностей с тем, чтобы при переходе от сигналов в осях α-β, сформированных системой управления, к сигналам трехфазной системы АВС мощность АД не изменялась.
На вход блока поступают сигналы потокосцеплений Ψμα и Ψμβ зазора в осях α-β. На выходе должны быть сформированы сигналы потокосцеплений Ψ2α и Ψ2β ротора в осях α-β.
На вход блока поступают составляющие Ψ2α и Ψ2β по осям α и β потокосцепления Ψ2 ротора. ТА обеспечивает вычисление модуля Ψ2 потокосцепления ротора и его положение в пространстве осей α-β, определяемое углом φ1 между вектором Ψ2 и осью α. Так как для преобразователей координат ПК1 и ПК2 требуется не сам угол φ1, а значения тригонометрических функций от него, то на выходе ТА формируются сигналы sinφ1 и cosφ1.
Блоки преобразования координат осуществляют взаимные переходы между сигналами различных двухфазных обмоток АД в осях х-у и α-β.
Преобразователь ПК1 осуществляет переход для напряжений задания от системы х-у к системе α-β.
Назначением блока компенсации БК является нейтрализация внутренней обратной связи в АД, представленном в осях х-у.
Блок компенсации представляет собой программу (из-за нелинейных вычислений, осуществляемых БК, вычисления целесообразно проводить по программе микропроцессорного устройства), которая обрабатывает поступающие на вход блока сигналы ωЭЛ и i1y. Обрабатываются эти сигналы точно так же, как во внутренней обратной связи. Выходной сигнал БК вычитается из сигналам u1х. Так как одинаковые выходные сигналы БК и внутренней ОС входят в линию сигнала u1х с противоположными знаками, то они друг друга компенсируют.
Установлено, что в блоке тригонометрического анализатора, блоках преобразователей координат и блоке компенсации выполняются нелинейные вычисления. Это предопределяет использование в АЭП АД с векторным управлением микропроцессорных вычислительных устройств.
Ориентация на микропроцессорные устройства предопределяет перевод всех входных сигналов с помощью АЦП в цифровую форму.
Вопросы для самоконтроля:
4. В чем заключается принцип векторного управления?
5. В чем состоят преимущества и недостатки векторного управления?
6. Расскажите о структурной схеме двухканального векторного управления
7. Назначение блока компенсации
8. Назначение преобразователя координат
Литература [1-5]
megalektsii.ru
С разрешения авторов, электронная копия статьи: Векторное управление вентильного электропривода/ С. Г. Воронин, Д. В. Коробатов, В. В. Запунный, П. О. Шабуров. //ВЕСТНИК ЮЖНО-УРАЛЬСКОГО ГОСУДАРСТВЕННОГО УНИВЕРСИТЕТА. СЕРИЯ ЭНЕРГЕТИКА. -2004. - N 4, Вып. 5. - С. 11-14.
С. Г. Воронин, Д. В. Коробатов,
В. В. Запунный, П. О. Шабуров
г. Челябинск, ЮУрГУ
УДК 681.527:681.586.782
Аннотация. Рассмотрен принцип реализации векторного управления вентильным двигателем по сигналам дискретного датчика положения ротора. Приведены уравнения ШИМ-управления силовыми ключами преобразователя напряжения, обеспечивающие синхронное с ротором вращение поля якоря при неизменном модуле. Показан алгоритм определения прогнозируемой скорости вращения ротора на рассматриваемом межкоммутационном интервале (МКИ) на основе информации о параметрах движения на предыдущих МКИ.
В электроприводах с вентильным электродвигателем (ВД) наибольшее применение находит дискретная коммутация секций [1], при которой по сигналам датчика положения ротора (ДПР) с помощью полупроводникового коммутатора (ПК) осуществляется переключение секций обмотки двигателя так, что результирующий вектор поля якоря дискретно перемещается по окружности расточки статора. Достоинством такого способа коммутации является простота реализации, а дискретный характер коммутации секций во многих случаях не оказывает практического влияния на технические и эксплуатационные характеристики привода. Однако дискретная коммутация секций приводит к пульсациям пускового момента двигателя, относительное значение которого при синусоидальной ЭДС определяется выражением
$μ(θ_р)=\cos(θ_р-θ-Δ/2)$.
Здесь в качестве базового взято максимальное значение пускового момента на межкоммутационном интервале (МКИ) и обозначено: $θ_р \in (0, Δ)$ – текущее значение угла поворота на МКИ; Δ – длительность МКИ, θ – угол коммутации. В соответствии с приведенным выражением относительное значение пульсаций момента при нейтральной коммутации ($θ=0$), например, в наиболее распространенном трехфазном ВД при шеститактной коммутации ($Δ=π/3$) составляет
$δμ=(μ_{max}-μ_{min})/μ_{max}=0.145$
Если $θ≠0$, то кроме гладких пульсаций момента, появляется ступенчатая составляющая [2], которая определяется выражением
$δμ_{ст}=2\sin(Δ/2)\sin(θ)$.
Наличие пульсаций момента, во-первых, может привести к возникновению колебательных режимов в системах, в которых применяется двигатель, а во-вторых, фактически снижает максимальный пусковой момент двигателя на величину пульсаций. В тех системах, где требуется предельное использование двигателя, последнее обстоятельство весьма существенно.
Между тем, развитие микропроцессорной техники позволяет при неизменной схеме силовой части перейти от дискретной коммутации секций к позиционной модуляции фазных напряжений двигателя, обеспечивая им нужную, в том числе и синусоидальную, форму [3]. В результате обеспечивается не дискретное, а плавное вращение вектора поля якоря и связанные с этой дискретностью пульсации момента исчезают. Попутно отметим, что при плавном вращении вектора поля якоря исчезают пульсации тока, что приводит к уменьшению электрических потерь в обмотке. Управление приводом с плавным вращением вектора поля якоря может осуществляться как регулированием модуля вектора поля якоря, так и регулированием углового рассогласования между векторами поля якоря и поля ротора и будем называть его приводом с векторным управлением.
При традиционном построении приводов для того, чтобы осуществлять плавное вращение вектора поля якоря, с жесткой привязкой его к положению ротора, устанавливают не дискретный, а непрерывный, цифровой или импульсный ДПР, выдающий с достаточной разрешающей способностью информацию об угловом положении ротора относительно статора. Это обстоятельство может существенно усложнить конструкцию двигателя, так как дискретный ДПР, выполненный, например, на датчиках Холла, установленных в воздушный зазор, реализуется значительно проще, чем импульсный или цифровой датчик с высокой разрешающей способностью. В связи с этим вызывает интерес такая схема ВД, в которой векторное управление реализуется с дискретным ДПР. В статье рассматриваются некоторые вопросы управления таким приводом, когда информация о положении ротора поступает с ДПР с дискретностью, равной длительности МКИ $Δ=π/m$, где $m$ – число сигнальных элементов ДПР, равное числу фаз двигателя.
Прежде всего, рассмотрим способ организации плавного вращения вектора поля якоря. Рассмотрение будем вести для трехфазного двигателя с разомкнутой обмоткой и мостовым инвертором напряжения (рис. 1). Очевидно, с помощью ключей ПК мы можем реализовать ШИМ модуляцию фазных напряжений двигателя, синхронизировав ее по частоте и положению с ротором, как предложено в /2/. Однако, условившись применять дискретный ДПР, для организации модуляции напряжений будем использовать информацию с него. Для этого рассмотрим процесс создания вектора поля якоря ВД с дискретным ДПР на двух смежных МКИ. Предположим, что на рассматриваемом МКИ ключи К3 и К6 ПК замкнуты, а остальные разомкнуты, поэтому фаз 1 подключена к шине «плюс», фаза 2 – к шине «минус» источника питания и вектор поля якоря ориентирован по положению F1. После поворота ротора на угол Δ произойдет переключение ПК-ключ К6 разомкнется, ключ К2 замкнется, в результате вектор поля якоря повернется на тот же угол Δ и займет положение F3, т.е. начнется следующий МКИ. При плавном вращении вектора поля якоря положение F1 будет начальным, а положение F3 – конечным положением вектора поля якоря на рассматриваемом МКИ. Очевидно, что модули вектора в этих положениях будут равными без дополнительного регулирования фазных напряжений и нашей задачей является регулирование фазных напряжений таким образом, чтобы при перемещении вектора поля якоря из положения F1 в положение F3, не менялся его модуль и угол относительно вектора поля ротора. Напряжение на фазных обмотках будем отсчитывать относительно шины «минус» источника питания и условимся, что в течение рассматриваемого МКИ ключ К3 замкнут, т.е. на фазе 1 в течение всего МКИ имеем напряжение $U_1=U_п$. Надо также иметь в виду, что потенциал на обесточенной секции, у которой в ПК разомкнуты оба ключа (с четным и нечетным номером) будет равен половине напряжения питания. Например, в начале МКИ имеем $U_2=0$, $U_3= 0,5U_п$, а в конце МКИ имеем $U_2=0,5U_п$, $U_3=0$. Тогда учитывая, что обмотка якоря симметрична, т.е. угол между магнитными осями фазных обмоток равен $2π/3$, а их число витков и активные сопротивления равны, путем суммирования векторов НС фазных обмоток, получим уравнения для регулирования фазных напряжений, при котором обеспечивается поворот вектора поля якоря на угол $Δφ \in (0, Δ)$ при неизменном модуле
(1)
$U_1=U_п$, $U_2=U_п(1-\cosΔφ)$, $U_3=U_п(1-\cos(Δ-Δφ))$.
Регулирование напряжений будем производить двухтактной ШИМ-модуляцией напряжения на соответствующей фазе, путем переключения ключей ПК в противофазе. Тогда напряжение на $i$-й фазе определяется выражением
$U_i=U_п γ_i$,
где $γ_i=t_1/t_0$ – относительная длительность подключения фазной обмотки к шине «плюс» в процессе ШИМ регулирования напряжения, $t_1$ – время замкнутого состояния ключа с нечетным номером (рис. 1), $t_0=t_1+t_2$ – период частоты ШИМ, $t_2$ – время замкнутого состояния ключа с четным номером. Из последнего уравнения с учетом выражений (1) имеем
$γ_1=1$, $γ_2=1-\cosΔφ$, $γ_3=1-\cos(Δ-Δφ)$.
В соответствии с рис. 1 для дальнейшего вращения вектора поля якоря по часовой стрелке на следующем МКИ фаза 3 должна быть постоянно подключена к шине «минус», а ШИМ должен осуществляться на фазах 1 и 2. При этом получим
$γ_1=\cosΔφ$, $γ_2=\cos(Δ-Δφ)$, $γ_3=0$.
Аналогично можно получить выражения для ШИМ регулирования напряжений на всех шести тактах. Они представлены в таблице:
| Такт | $γ_1$ | $γ_2$ | $γ_3$ |
| 1 | 1 | $1-\cosΔφ$ | $1-\cos(Δ-Δφ)$ |
| 2 | $\cosΔφ$ | $\cos(Δ-Δφ)$ | 0 |
| 3 | $1-\cosΔφ$ | 1 | $1-\cos(Δ-Δφ)$ |
| 4 | 0 | $\cosΔφ$ | $\cos(Δ-Δφ)$ |
| 5 | $1-\cosΔφ$ | $1-\cos(Δ-Δφ)$ | 1 |
| 6 | $\cosΔφ$ | 0 | $\cos(Δ-Δφ)$ |
Отметим, что поскольку в схеме реализуется двухтактное ШИМ-регулирование напряжения, двигатель может работать в любом тормозном режиме, в том числе и в режиме рекуперативного торможения /4/, если источник постоянного напряжения может принять обратный поток энергии.
На основании схемы электрической рис. 1 были записаны уравнения напряжения для контуров, образованных фазными обмотками ВД на МКИ при постоянной скорости вращения ротора. Например, на первом МКИ они имеют вид
$U_n=2i_1R+i_2R+2L·di_1/dt+L·di_2/dt+e_1-e_2$, $U_n=2i_2R+i_1R+2L·di_2/dt+L·di_1/dt+e_1-e_3$.
При составлении уравнений ключи ПК считаются идеальными и обозначено: $R$ и $L$ соответственно активное сопротивление и индуктивность фазных обмоток, $i_1$ и $i_2$ – контурные токи. Форма ЭДС принята синусоидальной, т.е. имеем
$e_i=Ψω_р\cos(ω_рt+(i-1)2π/3-π/6+θ)$,
где $i=1,\,2,\,3$ – номер фазы, Ψ – потокосцепление фазной обмотки с полем ротора, θ – угол коммутации, определяющий фазовый сдвиг векторов фазных напряжений и ЭДС, устанавливается настройкой ДПР.
Для того чтобы поворот вектора поля статора осуществлялся синхронно с ротором необходимо задавать $Δφ$ согласно выражению
(2)
$Δφ=∫ω_рdt$,
где $ω_р$ – мгновенное значение скорости вращения ротора. По приведенным уравнениям были рассчитаны значения модуля и угла поворота вектора поля якоря при равномерном изменении $Δφ$ от 0 до $π/3$ для различных значений амплитуды ЭДС фазных обмоток и угла коммутации ВД. Результаты расчета показывают, что при регулировании напряжения на фазных обмотках ВД согласно уравнениям таблицы вектор поля якоря равномерно перемещается по расточке окружности якоря, не изменяя модуля.
В соответствии с принятыми ранее условиями у нас отсутствует непрерывная информация об угловом положении ротора и поэтому точная реализация закона изменения $Δφ$ в соответствии с (2) невозможна. Хотя по сигналам дискретного ДПР в начале каждого МКИ заданное значение угла θ устанавливается автоматически, однако в течение МКИ информация о положении ротора отсутствует, поэтому появляется необходимость аппаратными средствами задавать скорость вращения поля якоря ($ω_0$), максимально приближая ее к скорости вращения ротора $ω_р$, чтобы значение угла коммутации θ в течение МКИ не менялось. Отсюда возникает необходимость прогнозирования закона изменения $ω_р$ на рассматриваемом МКИ. Для этой цели может быть использована имеющаяся в нашем распоряжении информация о параметрах движения привода на предыдущих тактах. Кроме того, мы можем использовать информацию о мгновенном значении напряжения и тока двигателя на рассматриваемом МКИ и учесть механические параметры привода- приведенный момент инерции, момент на валу двигателя, если они имеются.
Будем считать, что скорость вращения поля якоря $ω_0$ равна прогнозируемому значению скорости вращения ротора, тогда закон изменения угла поворота вектора поля якоря запишется тем же выражением (2), если заменить в нем $ω_р$ на $ω_0$. В исходном положении перед пуском неподвижный ротор может находиться относительно статора в любом угловом положении на интервале МКИ ($0,Δ$) и мы это положение не знаем до первого изменения комбинации сигналов с ДПР. Поэтому на первом после включения двигателя МКИ не имеет смысла осуществлять модуляцию напряжений. Здесь можно включить секции на полное напряжение в соответствии с алгоритмом дискретной коммутации /2/. Перед вторым МКИ ротор уже движется, но мы не знаем его скорость к концу первого МКИ, так как не знаем как угловую, так и временную продолжительность последнего. Будем считать, равновероятной возможность нахождения ротора перед пуском двигателя в любом положении на интервале ($0,Δ$). Тогда угловую продолжительность первого МКИ в среднем можно принять равной $Δ/2$. В большинстве случаев мы для каждого конкретного привода можем приближенно определить:
По этим параметрам путем решения уравнения движения привода
(3)
$J·dω_р/dt=M_п-M_с$,
на угловом интервале $Δ/2$, принимая $M_п$ и $M_с$ постоянными, найдем прогнозируемую скорость ротора к концу первого такта пуска
(4)
$ω_{р1}=\sqrt((M_п-M_с)Δ/J)$.
Скорость вращения поля якоря на втором такте определим по выражению
$ω_{02}(t)=ω_{р1}+ε_2t$,
где
$ε_2=(M(ω_{р1})-M_с(ω_{р1}))/J$
прогнозируемое ускорение ротора на втором такте, $M(ω_{р1})$ и $M_с(ω_{р1})$ соответственно момент двигателя и момент сопротивления нагрузки к концу первого такта. Далее примем то же допущение, что и для второго такта, т.е. будем считать, что ускорение двигателя на одном такте постоянно. При низких скоростях вращения ВД в начале пуска такое допущение справедливо, так как рабочая точка находится в начале кривой разбега, т.е. на линейной ее части. При высоких скоростях вращения ВД временная длительность такта по сравнению с постоянной времени двигателя чаще всего незначительна, и закон изменения скорости ротора на одном такте приближенно можно принять линейным. Тогда, согласно рис. 2, для определения закона изменения скорости поля якоря на $n$-м такте по прогнозируемой скорости вращения ротора можно использовать общее выражение
(5)
$ω_{0n}(t)=\piv_р(n-1)+ε_р(n-1)(0,5τ_{n-1}+t)$.
В выражении (4) используются просто определяемые или рассчитываемые координаты параметров движения ротора на предыдущих тактах:
$\piv_р(n-1)=Δ/τ_{n-1}$, – средняя скорость вращения ротора, $ε(n-1)=(\piv(n-1)-\piv(n-2))/τ_{n-1}$, – ускорение.
Очевидно, что реальная скорость вращения ротора будет отличаться от прогнозируемой. Это приведет к угловому рассогласованию векторов поля ротора и якоря. Однако в начале следующего такта по сигналам ДПР рассогласование ликвидируется и задача заключается в том, чтобы в течение одного МКИ оно находилось в допустимых пределах. Сложность также заключается в том, что при существующей схеме двигателя мы не можем инструментально определить ни величину накопленного в течение МКИ рассогласования векторов, ни разность прогнозируемой и фактической скорости вращения ротора. Однако угловую ошибку в положении вектора поля якоря мы можем зафиксировать косвенно, так как она проявляется в виде ступенчатого изменении скважности ШИМ на ключах ПК на границе смежных МКИ. Чем больше ступенька, тем больше рассогласование. Можно вывести количественные соотношения для его определения и корректировать ускорение на рассматриваемом такте так, чтобы его ликвидировать. С учетом этого уравнение для задания скорости вращения поля якоря получит вид
(6)
$ω_{0n}(t)=\piv_р(n-1)+0,5τ_{n-1} ε_р(n-1)+kε_р(n-1)t$,
где $k$ – поправочный коэффициент, учитывающий накопленную в течение МКИ угловую ошибку между векторами поля ротора и якоря.
13.05.2012
model.exponenta.ru
Векторное управление является методом управления синхронными и асинхронными двигателями, не только формирующим гармонические токи (напряжения) фаз (скалярное управление), но и обеспечивающим управление магнитным потоком ротора. Первые реализации принципа векторного управления и алгоритмы повышенной точности нуждаются в применении датчиков положения (скорости) ротора.
В общем случае под "векторным управлением" понимается взаимодействие управляющего устройства с так называемым "пространственным вектором", который вращается с частотой поля двигателя.
Для СД и АД принцип векторного управления можно сформулировать следующим образом:
Необходимо определить направление и угловое положение вектора потокосцепления ротора двигателя. Ортогональные оси d,q (в отечественной литературе для асинхронных машин применяют оси x,y) направляют так, что ось d совпадает с направлением вектора потокосцепления ротора. Вектор напряжения статора двигателя регулируют в осях d,q. Составляющая напряжения по оси d регулирует величину тока статора по оси d.
Изменяя ток статора по оси d следует добиваться требуемого значения амплитуды вектора потокосцепления ротора. Ток статора по оси q, контролируемый напряжением по этой оси, определит момент развиваемый двигателем. В таком режиме работы СД и АД подобны двигателю постоянного тока, так по оси d формируется поле машины (обмотка возбуждения для двигателя постоянного тока, т.е. индуктор), а ток по оси q задаёт момент (якорная обмотка двигателя постоянного тока).
Векторное управление может быть реализовано не только при определении направления и углового положения вектора потокосцепления ротора (система «Transvektor»). Практический интерес представляют аналогичные устройства с управлением по вектору главного потокосцепления двигателя, которые в нашей стране стали именоваться векторными системами. Указанные устройства управления имеют свои особенности. Применение вектора потокосцепления ротора теоретически обеспечивает большую перегрузочную способность АД. При использовании устройства управления по вектору главного потокосцепления и стабилизации модуля главного потокосцепления двигателя во всех режимах работы исключается чрезмерное насыщение магнитной системы, упрощается структура управления АД. Для составляющих вектора главного потокосцепления (по осям α, β статора) возможно прямое измерение, например, с помощью датчиков Холла, устанавливаемых в воздушном зазоре двигателя.
Питание АД и СД в режиме векторного управления осуществляется от инвертора, который может обеспечить в любой момент времени требуемые амплитуду и угловое положение вектора напряжения (или тока) статора. Измерение амплитуды и положение вектора потокосцепления ротора производится с помощью наблюдателя (математический аппарат позволяющий восстанавливать неизмеряемые параметры системы).
Для векторного управления асинхронным двигателем следует сначала привести его к упрощенной двухполюсной машине, которая имеет две обмотки на статоре и роторе, в соответствии с этим имеется системы координат связанные со статором, ротором и полем.
Векторное управление подразумевает наличие в звене управления математической модели (далее - ММ) регулируемого электродвигателя. В зависимости от условий эксплуатации электропривода возможно управление электродвигателем как в режимах с обычной точностью, так и в режимах с повышенной точностью отработки задания на скорость или момент.
В связи с вышесказанным представляется возможным произвести классификационное разделение режимов управления по точности ММ электродвигателя, используемой в звене управления:
В зависимости от наличия или отсутствия датчика обратной связи по скорости (датчика скорости) векторное управление можно разделить на:
Поскольку принцип векторного управления был изобретен в ФРГ, то в русскоязычной литературе нередко встречается термин "векторное регулирование", являющийся калькой с немецкого "Vektorregelung". Такое определение нельзя считать ошибочным, однако по установившемся нормам русского технического языка более правильным будет использование именно термина "векторное управление".
dvc.academic.ru
Векторное управление является методом управления синхронными и асинхронными двигателями, не только формирующим гармонические токи (напряжения) фаз (скалярное управление), но и обеспечивающим управление магнитным потоком ротора. Первые реализации принципа векторного управления и алгоритмы повышенной точности нуждаются в применении датчиков положения (скорости) ротора.
В общем случае под "векторным управлением" понимается взаимодействие управляющего устройства с так называемым "пространственным вектором", который вращается с частотой поля двигателя.
Для СД и АД принцип векторного управления можно сформулировать следующим образом:
Необходимо определить направление и угловое положение вектора потокосцепления ротора двигателя. Ортогональные оси d,q (в отечественной литературе для асинхронных машин применяют оси x,y) направляют так, что ось d совпадает с направлением вектора потокосцепления ротора. Вектор напряжения статора двигателя регулируют в осях d,q. Составляющая напряжения по оси d регулирует величину тока статора по оси d.
Изменяя ток статора по оси d следует добиваться требуемого значения амплитуды вектора потокосцепления ротора. Ток статора по оси q, контролируемый напряжением по этой оси, определит момент развиваемый двигателем. В таком режиме работы СД и АД подобны двигателю постоянного тока, так по оси d формируется поле машины (обмотка возбуждения для двигателя постоянного тока, т.е. индуктор), а ток по оси q задаёт момент (якорная обмотка двигателя постоянного тока).
Векторное управление может быть реализовано не только при определении направления и углового положения вектора потокосцепления ротора (система «Transvektor»). Практический интерес представляют аналогичные устройства с управлением по вектору главного потокосцепления двигателя, которые в нашей стране стали именоваться векторными системами. Указанные устройства управления имеют свои особенности. Применение вектора потокосцепления ротора теоретически обеспечивает большую перегрузочную способность АД. При использовании устройства управления по вектору главного потокосцепления и стабилизации модуля главного потокосцепления двигателя во всех режимах работы исключается чрезмерное насыщение магнитной системы, упрощается структура управления АД. Для составляющих вектора главного потокосцепления (по осям α, β статора) возможно прямое измерение, например, с помощью датчиков Холла, устанавливаемых в воздушном зазоре двигателя.
Питание АД и СД в режиме векторного управления осуществляется от инвертора, который может обеспечить в любой момент времени требуемые амплитуду и угловое положение вектора напряжения (или тока) статора. Измерение амплитуды и положение вектора потокосцепления ротора производится с помощью наблюдателя (математический аппарат позволяющий восстанавливать неизмеряемые параметры системы).
Для векторного управления асинхронным двигателем следует сначала привести его к упрощенной двухполюсной машине, которая имеет две обмотки на статоре и роторе, в соответствии с этим имеется системы координат связанные со статором, ротором и полем.
Векторное управление подразумевает наличие в звене управления математической модели (далее - ММ) регулируемого электродвигателя. В зависимости от условий эксплуатации электропривода возможно управление электродвигателем как в режимах с обычной точностью, так и в режимах с повышенной точностью отработки задания на скорость или момент.
В связи с вышесказанным представляется возможным произвести классификационное разделение режимов управления по точности ММ электродвигателя, используемой в звене управления:
В зависимости от наличия или отсутствия датчика обратной связи по скорости (датчика скорости) векторное управление можно разделить на:
Поскольку принцип векторного управления был изобретен в ФРГ, то в русскоязычной литературе нередко встречается термин "векторное регулирование", являющийся калькой с немецкого "Vektorregelung". Такое определение нельзя считать ошибочным, однако по установившемся нормам русского технического языка более правильным будет использование именно термина "векторное управление".
veter.academic.ru
Векторное управление является методом управления синхронными и асинхронными двигателями, не только формирующим гармонические токи (напряжения) фаз (скалярное управление), но и обеспечивающим управление магнитным потоком ротора. Первые реализации принципа векторного управления и алгоритмы повышенной точности нуждаются в применении датчиков положения (скорости) ротора.
В общем случае под "векторным управлением" понимается взаимодействие управляющего устройства с так называемым "пространственным вектором", который вращается с частотой поля двигателя.
Для СД и АД принцип векторного управления можно сформулировать следующим образом:
Необходимо определить направление и угловое положение вектора потокосцепления ротора двигателя. Ортогональные оси d,q (в отечественной литературе для асинхронных машин применяют оси x,y) направляют так, что ось d совпадает с направлением вектора потокосцепления ротора. Вектор напряжения статора двигателя регулируют в осях d,q. Составляющая напряжения по оси d регулирует величину тока статора по оси d.
Изменяя ток статора по оси d следует добиваться требуемого значения амплитуды вектора потокосцепления ротора. Ток статора по оси q, контролируемый напряжением по этой оси, определит момент развиваемый двигателем. В таком режиме работы СД и АД подобны двигателю постоянного тока, так по оси d формируется поле машины (обмотка возбуждения для двигателя постоянного тока, т.е. индуктор), а ток по оси q задаёт момент (якорная обмотка двигателя постоянного тока).
Векторное управление может быть реализовано не только при определении направления и углового положения вектора потокосцепления ротора (система «Transvektor»). Практический интерес представляют аналогичные устройства с управлением по вектору главного потокосцепления двигателя, которые в нашей стране стали именоваться векторными системами. Указанные устройства управления имеют свои особенности. Применение вектора потокосцепления ротора теоретически обеспечивает большую перегрузочную способность АД. При использовании устройства управления по вектору главного потокосцепления и стабилизации модуля главного потокосцепления двигателя во всех режимах работы исключается чрезмерное насыщение магнитной системы, упрощается структура управления АД. Для составляющих вектора главного потокосцепления (по осям α, β статора) возможно прямое измерение, например, с помощью датчиков Холла, устанавливаемых в воздушном зазоре двигателя.
Питание АД и СД в режиме векторного управления осуществляется от инвертора, который может обеспечить в любой момент времени требуемые амплитуду и угловое положение вектора напряжения (или тока) статора. Измерение амплитуды и положение вектора потокосцепления ротора производится с помощью наблюдателя (математический аппарат позволяющий восстанавливать неизмеряемые параметры системы).
Для векторного управления асинхронным двигателем следует сначала привести его к упрощенной двухполюсной машине, которая имеет две обмотки на статоре и роторе, в соответствии с этим имеется системы координат связанные со статором, ротором и полем.
Векторное управление подразумевает наличие в звене управления математической модели (далее - ММ) регулируемого электродвигателя. В зависимости от условий эксплуатации электропривода возможно управление электродвигателем как в режимах с обычной точностью, так и в режимах с повышенной точностью отработки задания на скорость или момент.
В связи с вышесказанным представляется возможным произвести классификационное разделение режимов управления по точности ММ электродвигателя, используемой в звене управления:
В зависимости от наличия или отсутствия датчика обратной связи по скорости (датчика скорости) векторное управление можно разделить на:
Поскольку принцип векторного управления был изобретен в ФРГ, то в русскоязычной литературе нередко встречается термин "векторное регулирование", являющийся калькой с немецкого "Vektorregelung". Такое определение нельзя считать ошибочным, однако по установившемся нормам русского технического языка более правильным будет использование именно термина "векторное управление".
dik.academic.ru
Векторное управление является методом управления синхронными и асинхронными двигателями, не только формирующим гармонические токи (напряжения) фаз (скалярное управление), но и обеспечивающим управление магнитным потоком ротора. Первые реализации принципа векторного управления и алгоритмы повышенной точности нуждаются в применении датчиков положения (скорости) ротора.
В общем случае под "векторным управлением" понимается взаимодействие управляющего устройства с так называемым "пространственным вектором", который вращается с частотой поля двигателя.
Для СД и АД принцип векторного управления можно сформулировать следующим образом:
Необходимо определить направление и угловое положение вектора потокосцепления ротора двигателя. Ортогональные оси d,q (в отечественной литературе для асинхронных машин применяют оси x,y) направляют так, что ось d совпадает с направлением вектора потокосцепления ротора. Вектор напряжения статора двигателя регулируют в осях d,q. Составляющая напряжения по оси d регулирует величину тока статора по оси d.
Изменяя ток статора по оси d следует добиваться требуемого значения амплитуды вектора потокосцепления ротора. Ток статора по оси q, контролируемый напряжением по этой оси, определит момент развиваемый двигателем. В таком режиме работы СД и АД подобны двигателю постоянного тока, так по оси d формируется поле машины (обмотка возбуждения для двигателя постоянного тока, т.е. индуктор), а ток по оси q задаёт момент (якорная обмотка двигателя постоянного тока).
Векторное управление может быть реализовано не только при определении направления и углового положения вектора потокосцепления ротора (система «Transvektor»). Практический интерес представляют аналогичные устройства с управлением по вектору главного потокосцепления двигателя, которые в нашей стране стали именоваться векторными системами. Указанные устройства управления имеют свои особенности. Применение вектора потокосцепления ротора теоретически обеспечивает большую перегрузочную способность АД. При использовании устройства управления по вектору главного потокосцепления и стабилизации модуля главного потокосцепления двигателя во всех режимах работы исключается чрезмерное насыщение магнитной системы, упрощается структура управления АД. Для составляющих вектора главного потокосцепления (по осям α, β статора) возможно прямое измерение, например, с помощью датчиков Холла, устанавливаемых в воздушном зазоре двигателя.
Питание АД и СД в режиме векторного управления осуществляется от инвертора, который может обеспечить в любой момент времени требуемые амплитуду и угловое положение вектора напряжения (или тока) статора. Измерение амплитуды и положение вектора потокосцепления ротора производится с помощью наблюдателя (математический аппарат позволяющий восстанавливать неизмеряемые параметры системы).
Для векторного управления асинхронным двигателем следует сначала привести его к упрощенной двухполюсной машине, которая имеет две обмотки на статоре и роторе, в соответствии с этим имеется системы координат связанные со статором, ротором и полем.
Векторное управление подразумевает наличие в звене управления математической модели (далее - ММ) регулируемого электродвигателя. В зависимости от условий эксплуатации электропривода возможно управление электродвигателем как в режимах с обычной точностью, так и в режимах с повышенной точностью отработки задания на скорость или момент.
В связи с вышесказанным представляется возможным произвести классификационное разделение режимов управления по точности ММ электродвигателя, используемой в звене управления:
В зависимости от наличия или отсутствия датчика обратной связи по скорости (датчика скорости) векторное управление можно разделить на:
Поскольку принцип векторного управления был изобретен в ФРГ, то в русскоязычной литературе нередко встречается термин "векторное регулирование", являющийся калькой с немецкого "Vektorregelung". Такое определение нельзя считать ошибочным, однако по установившемся нормам русского технического языка более правильным будет использование именно термина "векторное управление".
biograf.academic.ru
| ВВЕДЕНИЕ | 3 |
1. | Понятие результирующего вектора и его представление в различных системах координат | 4 |
2. | Координатные преобразования | 8 |
3. | Математическое описание асинхронной машины | 15 |
| 3.1. Математическая модель асинхронного двигателя в естественных координатах | 16 |
| 3.2. Преобразование уравнений асинхронного двигателя | 23 |
| 3.3. Запись уравнений относительно потокосцеплений статора и ротора | 30 |
| 3.4. Запись уравнений относительно тока статора и потокосцепления ротора | 33 |
| 3.5. Уравнения в преобразованных координатах для частных случаев | 34 |
| 3.6. Математическое описание АД с учетом насыщения цепи намагничивания | 35 |
| 3.7. Математическое описание АД при частотном управлении | 39 |
| 3.8. Математическое описание АД с учетом потерь в стали, поверхностного эффекта, насыщения магнитной системы основным потоком и потоками рассеяния | 44 |
4. | Математическое описание синхронного двигателя | 53 |
| 4.1. Математическое описание синхронного двигателя без демпферной обмотки | 54 |
| 4.2. Статические характеристики электропривода с синхронным двигателем | 59 |
| 4.3. Математическое описание синхронного двигателя с демпферной обмоткой | 63 |
| 4.4. Математическое описание синхронного двигателя с постоянными магнитами | 66 |
5. | Математическое описание вентильно-индукторного привода | 70 |
| 5.1. Структурная схема вентильно-индукторного привода | 70 |
| 5.2. Особенности конструкции индукторной машины | 71 |
| 5.3. Принцип действия ВИП | 73 |
| 5.4. Математическое описание m- фазного ИД с независимым управлением фазами | 76 |
| 5.5. Математическое описание 6-фазного ИД с общей точкой | 79 |
6. | Силовые преобразователи, широко применяемые в электроприводе переменного тока | 81 |
| 6.1. Непосредственные преобразователи частоты | 81 |
| 6.2. Двухзвенные ПЧ с промежуточным звеном постоянного тока | 83 |
| 6.3. Двухзвенный ПЧ с неуправляемым выпрямителем и автономным инвертором напряжения | 88 |
| 6.4. Двухзвенный ПЧ с рекуперативным выпрямителем и автономным инвертором | 91 |
7. | Широтно-импульсная модуляция сигналов управления автономным инвертором напряжения | 91 |
| 7.1. ШИМ на основе сравнения сигналов управления с опорным сигналом | 92 |
| 7.2. Принципы построения векторных широтно-импульсных модуляторов | 95 |
| 7.3. Понятие об асинхронных и синхронных ШИМ | 102 |
| 7.4. Компенсация влияния "мертвого" времени | 104 |
| 7.5. Релейно-векторное формирование алгоритмов управления инвертором напряжения в замкнутом контуре тока статора | 108 |
8. | Алгоритмы пространственно-векторного управления матричным преобразователем частоты | 118 |
| 8.1. Векторное описание состояний матричного преобразователя частоты | 119 |
| 8.2. Синтез алгоритма управления | 123 |
| 8.3. Результаты моделирования | 134 |
9. | Построение тепловой защиты преобразователя частоты на основе динамической тепловой модели IGBT-модуля | 137 |
| 9.1. Тепловая модель IGBT-модуля | 139 |
| 9.2. Перегрузочная способность преобразователя с защитой по динамической тепловой модели IGBT-модуля | 148 |
| 9.3. Экспериментальные результаты и промышленная реализация | 150 |
10. | Асинхронный электропривод при частотном управлении | 155 |
| 10.1. Механические характеристики | 155 |
| 10.2. U/f–регулирование скорости | 159 |
| 10.3. Пример реализации принципов векторной ориентации переменных в асинхронном электроприводе с частотным управлением | 167 |
11. | Системы векторного управления асинхронным электроприводом | 178 |
| 11.1. Принцип ориентации переменных по полю | 178 |
| 11.2. Система векторного управления асинхронным двигателем с непосредственным измерением потокосцепления | 183 |
| 11.3. Система векторного управления асинхронным двигателем с моделью роторной цепи | 187 |
| 11.4. Пример построения системы векторного управления в асинхронном электроприводе серии ЭПВ | 196 |
| 11.4.1. Синтез регуляторов тока | 200 |
| 11.4.2. Синтез регулятора скорости | 202 |
| 11.4.3. Формирование заданного тока статора по оси d | 204 |
| 11.5. Пример построения цифровой релейно-векторной системы управления асинхронным электроприводом | 206 |
| 11.6. Пример построения системы прямого управления моментом асинхронного двигателя | 208 |
| 11.7. Пример системы частотно-токового управления | 219 |
12. | Идентификация переменных и параметров в асинхронном электроприводе | 220 |
| 12.1. Автоматическая настройка параметров системы управления на параметры силового канала электропривода | 221 |
| 12.2. Адаптация к изменению постоянной времени ротора | 226 |
| 12.3. Адаптация к изменению параметров механической части привода | 230 |
| 12.4. Пример построения наблюдателя состояния асинхронного электропривода с адаптивно-векторным управлением без датчика на валу двигателя | 234 |
| 12.5. Бездатчиковое определение скорости в асинхронном электроприводе | 240 |
13. | Специальные режимы работы асинхронных электроприводов с частотным и векторным управлением | 244 |
| 13.1. Режим управления за счет энергии торможения | 244 |
| 13.2. Режим безударного переключения двигателя между ПЧ и питающей сетью | 248 |
| 13.3. Режим плавного пуска на вращающийся двигатель | 249 |
14. | Системы управления электроприводами на основе синхронного электродвигателя | 251 |
| 14.1. Пример построения системы векторного управления синхронным двигателем с постоянными магнитами | 252 |
| 14.2. Принцип действия электропривода с бесконтактным двигателем постоянного тока | 257 |
| 14.3. Принцип построения и математическое описание электропривода с вентильным двигателем на основе двухфазной синхронной машины | 260 |
| 14.4. Математическое описание электропривода с вентильным двигателем на основе трехфазной синхронной машины | 266 |
| 14.5. Системы управления электроприводом с вентильным двигателем | 272 |
15. | Векторное управление рекуперативным выпрямителем напряжения | 277 |
16. | Система управления вентильно-индукторным двигателем | 285 |
| ЗАКЛЮЧЕНИЕ | 289 |
| БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК | 291 |
vectorgroup.ru
