1 В.Н.ЗАБОИН, В.В.СУХАНОВ Санкт-Петербургский Государственный Политехнический Университет кафедра "Электрические Машины" И.В.ГУРЛОВ, А-Я.Ю.ПАРМАС Петербургский Государственный Университет Путей Сообщения кафедра "Электрические Машины" РАСЧЕТ МАГНИТНОГО ПОЛЯ ВЕНТИЛЬНОГО ДВИГАТЕЛЯ С МАГНИТОЭЛЕКТРИЧЕСКИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ Целью настоящей работы является расчет магнитных полей в синхронном вентильном двигателе с постоянными магнитами мощностью 14 МВт с помощью конечно-элементного программного комплекса "ELCUT" версии 5.. При этом решались следующие задачи: 1. Расчет магнитного поля двигателя в режиме холостого хода-поле ротора или поле постоянных магнитов.. Расчет магнитного поля продольной реакции якоря при номинальном токе в обмотке статора двигателя. 3. Расчет магнитного поля поперечной реакции якоря при номинальном токе в обмотке статора двигателя. 4. Расчет результирующего магнитного поля двигателя в режиме номинальной нагрузки при отсутствии регулирования со стороны обмотки статора. Постановка полевых задач При расчете магнитных полей двигателя приняты следующие основные допущения и предположения: 1. Магнитные поля плоскопараллельны и рассматриваются в поперечном сечении магнитной системы машины в координатах, жестко связанных с синхронно-вращающимся ротором.. Ферромагнитные сердечники ротора и статора представляются средами с нелинейными, но изотропными свойствами. 3. Во всех задачах расчета магнитного поля считается, что оно не выходит за пределы наружной поверхности сердечника статора. 1
2 4. Действительное токораспределение обмотки статора заменяется расчетным с сохранением реальной геометрической конфигурации обмотки и реальным значением ее намагничивающей силы. 5. Постоянные магниты описываются с помощью задания известной коэрцитивной силы. При перечисленных допущениях задачи расчета магнитных полей в поперечном сечении двигателя можно свести к задачам нелинейной магнитостатики, а сами поля определять через векторный магнитный потенциал, который в рассматриваемом случае однокомпонентен и имеет единственную осевую составляющую. При этом подлежащее решению уравнение Пуассона для векторного потенциала имеет вид: 1 A x µ x + 1 A H = δ + y µ y x cy H y cx, (1) где А=А z, δ=δ z, µ=µ(h), а H cy,н cx -составляющие коэрцитивной силы H c. При расчете поля постоянных магнитов (режим холостого хода), а также полей реакции якоря из соображений наглядности достаточно ограничиться одним полюсным делением машины. Наоборот, при расчете магнитного поля в режиме нагрузки приходится рассматривать все p полюсных делений машины. Граничные условия на внешних границах расчетных областей, необходимые для решения уравнения (1), задаются, исходя из физических условий существования поля на этих границах и принятых допущений.
3 Исходные данные, необходимые для расчета магнитных полей Таблица 1 Наименование Обозн. Ед. изм. Величина Мощность на валу P квт Частота вращения n об/мин 1000 Число фаз m - 3 Фазное напряжение (действ. знач.) U ф В 750 Фазный ток (действ. знач.) I ф А 937 Число полюсов p - 4 Частота тока f Гц 100 Коэффициент мощности cos(-φ) Наружный диаметр статора D a м 1.43 Диаметр расточки статора D i м 0.9 Расчетная длина сердечника статора/ ротора l t1 /l t м 1.35/1.4 Воздушный зазор δ мм 8 Число зубцов статора Z 1-7 Марка стали статора Высота паза статора h п мм 93. Ширина паза статора b п мм 0. Высота надпазового/подпазового каналов охлаждения обм. статора h к мм 15/15 Число эффективных проводников в пазу обмотки статора S п - 4 Число параллельных ветвей обмотки статора а - Число пазов ротора полное/фактическое Z o /Z - 64/48 Материал зубцов ротора (как для ТГ) - - Тип и размеры постоянных магнитов ротора h m b m l m NFeB М Коэрцитивная сила постоянных магнитов Н с А/м К исходным данным, приведенным в таблице 1, необходимо добавить, что обмотка статора двухслойная, волновая, с диаметральным шагом. Кривая размагничивания постоянных магнитов линейна, а сами магниты расположены в пазах ферромагнитного ротора таким образом, что создают тангенциальное намагничивание. Согласно таблице 1 геометрическая конфигурация магнитной системы двигателя на полюсном делении τ показана на рис.1. 3
4 Рис.1. Геометрическая конфигурация магнитной системы двигателя на полюсном делении. Расчет магнитного поля двигателя в режиме холостого хода (поле ротора или поле постоянных магнитов) Для расчета поля холостого хода двигателя с помощью программного комплекса "Elcut" необходимо выбрать тип задачи (магнитостатическое поле), построить согласно рис.1 геометрическую модель и сформировать в ней области с однородными свойствами (создать метки блоков и ребер). Далее в каждом блоке следует задать свои физические свойства, а на ребрах, где это необходимо воспроизвести соответствующие граничные условия. В рассматриваемой задаче такими блоками и ребрами являются: блоки - зазор с надпазовыми каналами охлаждения, ферромагнитные зубцы ротора, подпазовые каналы охлаждения, немагнитный вал ротора, пазы статора, постоянные магниты, сердечник статора; ребра - поверхности постоянных магнитов с положительным и отрицательным значением коэрцитивной силы, наружная поверхность сердечника статора, поперечные оси. Более подробную информацию о типе задачи, геометрической модели, а также свойствах блоков и ребер можно найти в соответствующих Elcut файлах, которые прилагаются к настоящей статье. 4
5 Некоторые результаты расчета магнитного поля двигателя в режиме холостого хода представлены на рис. - рис.5. Рис.. Картина магнитного поля ротора на полюсном делении в режиме холостого хода. Поле возбуждается системой постоянных магнитов с коэрцитивной силой Н с = ± А/м. 5
6 Рис.3. Распределение радиальной составляющей магнитной индукции поля холостого хода на уровне середины воздушного зазора Амплитуды (Индукция B) Гармоника Фазы Гармоника Рис.4. Гармонический состав кривой магнитного поля в середине воздушного зазора в режиме холостого хода. 6
7 Рис.5. Реальная кривая магнитного поля в середине зазора и её первая (основная) гармоника в режиме холостого хода. Результаты расчета, представленные на рис.4 и рис.5, получены с помощью гармонического анализатора программного комплекса Elcut. Расчет магнитных полей продольной и поперечной реакции якоря при номинальном токе в обмотке статора двигателя а) поле продольной реакции якоря Для расчета магнитного поля продольной реакции якоря необходимо смоделировать реальное токораспределение обмотки статора по пазам в пределах полюсного деления машины. Поскольку рассматриваемая обмотка статора имеет диаметральный шаг, то верхний и нижний слои обмотки не смещены относительно друг друга. Поэтому верхний и нижний слои можно объединить в один слой. Шестифазную обмотку статора можно рассматривать как две трехфазные, смещенные относительно друг друга на угол в 30 электрических градусов. При этом чередование тридцатиградусных фазных зон имеет следующий порядок: A1-A-Z1-Z-B1-B-X1-X-C1-C-Y1-Y, где A1, Z1, B1, X1, C1, Y1 являются фазными зонами одной обмотки, а A, Z, B, X, C, Y представляют собой фазные зоны другой обмотки. В результате векторную диаграмму токов в слоях фазных зон можно представить так, как это показано на рис.6. В таблице на рис.6 приведены также мгновенные значения токов фазных зон в долях амплитудного значения тока параллельной ветви. По условиям моделирования магнитного поля якоря с помощью программного комплекса "Elcut" в каждом пазу обмотки статора необходимо за- 7
8 дать свое расчетное значение плотности тока. В качестве примера приведем такой расчет для пазов в пределах половины полюсного деления машины, где расположены фазные зоны A, Z1, Z. Для рассматриваемого двигателя: Действующее и амплитудное значение тока параллельной ветви I I ф 937 = = = 468. A, I am = I a = = A a a 5 Число пазов на полюс и фазу и число витков в фазе Z 7 ps 1 п 3 4 = = = 3, w 1 pm ф = = = 6 a Обмоточный коэффициент (при диаметральном шаге) π sin m π sin m o k об 1 = = o sin15 = 3 sin Высота обмотки (без учета каналов охлаждения) h обм = h n - h k = = 63. мм Площадь, занимаемая обмоткой в пазу (с учетом изоляции) S обм = hобмbп =. 0. = мм = м 8
9 Фазная зона Ток в нижнем (верхнем) слое фазной зоны А1, А I A1, I A = I am cos 15 = I am Z1, Y I Z1, I Y = I am cos 45 = I am Z, Y1 I Z, I Y1 = I am cos 75 = I am B1, C I B1, I C = I am cos 105 =-0.59 I am B, C1 I B, I C1 = I am cos 135 = I am X1, X I X1, I X = I am cos 165 = I am Рис.6. Векторная диаграмма токов в слоях фазных зон шестифазной обмотки переменного тока с диаметральным шагом Токораспределение обмотки статора двигателя на половине полюсного деления машины показано на рис.7. -пазов, =3 -пазов, =3 -пазов, =3 Фазная зона A Фазная зона Z1 Фазная зона Z I пa =4I A = I am I пz1 =4I Z1 = I am I пz =4I Z = I am Рис.7. Токораспределение обмотки статора двигателя на половине полюсного деления. 9
10 На рис.7 I пa, I пz1, I пz представляют собой объемы токов в пазах фазных зон A,Z1,Z. Эти токи соответственно равны: I пa =4I A = I am = = А, I пz1 =4I Z1 = I am = = А, I пz =4I Z = I am = = А. Здесь интересно сравнить Н.С. на полюс по ступенчатой кривой с амплитудой первой гармоники Н.С., которая, как известно, равна: F m1 mwфkоб1a = I am = I am =. 666 I πp π am Та же Н.С., но по ступенчатой кривой определится, как F Σ =3 (I пa +I пz1 +I пz )=1( )I am =3.184 I am Зная объемы токов в пазах, можно найти соответствующие им плотности токов. В частности: плотность тока в пазах фазной зоны A I A δ, м пa пa = = = Sобм плотность тока в пазах фазной зоны Z1 I A δ, м пz1 пz 1 = = = Sобм плотность тока в пазах фазной зоны Z I A δ. м пz пz = = = Sобм
11 Плотности токов в пазах второй половины полюсного деления (фазные зоны B1,B,X1) легко найти, если учесть, что (см. векторную диаграмму на рис.6) δ пb1 = δ пz, δ пb = δ пz1, δ пx1 = δ пa Результаты моделирования магнитного поля продольной реакции якоря представлены на рис.8 - рис.11. Рис.8. Картина магнитного поля продольной реакции якоря на полюсном делении машины при I ф =937А. 11
12 Рис.9. Распределение радиальной составляющей магнитной индукции поля продольной реакции якоря на уровне середины воздушного зазора Амплитуды (Индукция B) Гармоника Фазы Гармоника Рис.10. Гармонический состав кривой магнитного поля продольной реакции якоря в середине воздушного зазора. 1
13 Рис.11. Реальная кривая магнитного поля продольной реакции якоря в середине зазора и ее первая (основная) гармоника. б) поле поперечной реакции якоря Методика расчета магнитного поля поперечной реакции якоря в целом аналогична вышерассмотренной методике расчета магнитного поля продольной реакции якоря. Однако, если в случае продольного поля якоря максимумы (положительный и отрицательный) ступенчатой кривой Н.С. располагались на осях, то для поперечного поля якоря токораспределение обмотки статора надо сориентировать таким образом, чтобы максимум кривой Н.С. (положительный или отрицательный) располагался на оси. Одновременно с этим необходимо также изменить граничные условия на осях, а именно вместо нулевых граничных условий второго рода, которые использовались для расчета продольного поля, следует задать нулевые граничные условия первого рода. Результаты расчета магнитного поля поперечной реакции якоря приведены на рис.1 - рис
14 Рис.1. Картина магнитного поля поперечной реакции якоря на полюсном делении машины при I ф =937А. 14
15 Рис.13. Распределение радиальной составляющей магнитной индукции поля поперечной реакции якоря на уровне середины воздушного зазора Амплитуды (Индукция B) Гармоника Фазы Гармоника Рис.14. Гармонический состав кривой магнитного поля поперечной реакции якоря в середине воздушного зазора. 15
16 Рис.15. Реальная кривая магнитного поля поперечной реакции якоря в середине зазора и её первая (основная) гармоника. Расчет результирующего магнитного поля двигателя в режиме номинальной нагрузки при отсутствии регулирования со стороны обмотки статора. а) определение параметров режима нагрузки Для расчета характеристик режима нагрузки помимо токов и напряжений необходимо также знать значения синхронных индуктивных параметров обмотки статора по продольной и поперечной осям. Последние могут быть найдены из расчета магнитных полей продольной и поперечной реакции якоря. Известно, что в расчетах многофазных электрических машин переменного тока оперируют понятием эквивалентной индуктивности фазы, которая определяется с учетом взаимоиндукции соседних фаз. При этом собственная эквивалентная индуктивность фазы и собственная физическая индуктивность фазы связаны между собой следующим образом: m ф L эф = Lф, () где L эф и L ф соответственно эквивалентная и физическая индуктивность фазы, m ф число фаз обмотки переменного тока. 16
17 При несимметрии магнитной системы по осям,, что имеет место в синхронных электрических машинах с магнитоэлектрическим возбуждением вместо () можно записать: m ф ф L = Lф, Lф m L = (3) Индуктивностям (3) соответствуют синхронные индуктивные сопротивления x и x. В абсолютных и относительных единицах они равны: x = ω L = πfl,x = ωl = πfl (4) x Iфн x =, U фн xiфн x = (5) U фн Собственную эквивалентную индуктивность фазы m-фазной обмотки переменного тока можно найти, исходя из собственной энергии магнитного поля этой обмотки. Если обмотка однофазная и по ней протекает номинальный фазный ток, то эта энергия равна: 1 W 1ф = LфI mфн, (6) где I mфн амплитуда номинального фазного тока. Если обмотка многофазная, то, заменяя ее однофазной с эквивалентным током m I экв = ф I m фн, вместо (6) можно записать: 1 1 m m m m W L I L I L I = 4 4 ф ф ф ф mф = ф экв = ф mфн = ф mфн эф mфн (7) L I Выражение (7) дает связь между энергией магнитного поля многофазной обмотки и эквивалентной индуктивностью фазы. Для синхронной машины с магнитной несимметрией из соотношения (7) следует, что 17
18 4W ( ) ( ) mф mф L =, m I m I ф mфн ф mфн 4W L = (8) Минимальная по размерам область в плоскости поперечного сечения машины при моделировании магнитного поля продольной или поперечной реакции якоря соответствует половине полюсного деления. В настоящей работе из соображений наглядности она выбрана таким образом, что соответствует полюсному делению машины, число которых равно p. При этом, поскольку при плоскопараллельной постановке электромагнитных задач осевые линейные размеры области поля принимаются единичными, то полная собственная энергия магнитного поля многофазной обмотки статора при моделировании и полей реакции якоря будет равна: W () ( 1 ) = pw l, Wm ф = pw l p, (9) () (1) mф τ p τ где W τ, ( 1 ) (1) W τ -энергии магнитного поля m-фазной обмотки якоря на единицу длины машины, соответствующие одному полюсному делению; l p - расчетная длина сердечника статора машины (l р =l t1 ). На основании вышеизложенного окончательные выражения для индуктивных сопротивлений x и x будут следующими: x π 8 p f l p (1) (1) = Wτ = k Wτ, m I U ф фн фн x π 8 p f l p (1) (1) = Wτ = k Wτ, (10) m I U ф фн фн где коэффициент пропорциональности k в рассматриваемом случае равен: k = π 8 p f l π = = m I U ф фн p 4 фн м Дж (11) Энергии магнитного поля ( 1 ) ( 1 ) W τ, W τ были определены с помощью мастера индуктивностей комплекса "Elcut" по результатам расчета магнитных по- 18
19 лей продольной и поперечной реакции якоря и соответственно составили следующие значения: () Дж W 1 = м τ, () Дж W 1 τ = (1) м В результате синхронные индуктивные сопротивления в относительных единицах согласно (10)-(1) оказались равны: x = = 0.368, x = = Для определения результирующего магнитного поля двигателя под нагрузкой необходимо положительную ось магнитного поля якоря сместить относительно положительной оси магнитного поля ротора на определенный угол, который зависит от угла φ и угла нагрузки θ. Угол φ (или cosφ), как правило, задан, а угол θ между вектором Э.Д.С. и вектором напряжения можно найти, исходя из уравнения напряжений синхронной машины. Пренебрегая активным сопротивлением обмотки статора, запишем уравнение напряжений синхронной машины в виде, который справедлив как для генераторного, так и для двигательного режима работы. В относительных единицах оно имеет следующий вид: E & = U& + jx I& + jx I&, (13) где E& U & ф =, E фн U& U & ф =, U фн I& I& =, I фн I& I& =, I фн. I... I ф + I = I = (14) I фн Для номинального режима нагрузки U н =1, I н =1, а уравнение (14) еще более упрощается и принимает вид: E & = 1 + jx I& + jx I& (15) н 19
20 Из векторной диаграммы на рис.16, построенной по уравнению (15) для двигательного режима работы при номинальной нагрузке и опережающем токе статора можно получить, что θ н x cosϕн = arctg, (16) 1 x sinϕ н где π/ φ н π. Поскольку cosφ н задан, то с учетом последнего соотношения угол φ н следует определять, как ϕ н o = 180 arcsin 1 cosϕн = 180 o arcsin = o При этом согласно (16) θ н cos158.9 = arctg sin158.9 = o 35.6 Теперь из той же векторной диаграммы можно найти электрический, а, следовательно, и геометрический угол сдвига между положительными осями магнитных полей ротора и статора. Этот угол равен: α гн = 90 o + θ н o o o o o ( 180 ϕн ) ( ) o p = = 5 Наконец, интересно определить модуль Э.Д.С. при номинальной нагрузке и опережающем токе. Из уравнения напряжений (15) и рассмотрения векторной диаграммы можно показать, что E н = E& = cos θ + x sinψ, н н н где ψ н угол сдвига между вектором Э.Д.С. и вектором тока, равный ψ н =360 - θ н - φ н =360 -( )=
21 Рис.16. Векторная диаграмма синхронного двигателя при опережающем токе. Следовательно, согласно последним выражениям Э.Д.С. E н равна: E н =cos sin(165.5 ) = Результаты моделирования магнитного поля двигателя в режиме номинальной нагрузки представлены на рис.17 - рис.0. 1
22 Рис.17. Картина результирующего магнитного поля двигателя в режиме номинальной нагрузки
23 Рис.18. Распределение радиальной составляющей магнитной индукции в режиме номинальной нагрузки на уровне середины воздушного зазора Амплитуды (Индукция B) Гармоника Фазы Гармоника Рис.19. Гармонический состав кривой магнитного поля в середине зазора в режиме номинальной нагрузки. 3
24 Рис.0. Реальная кривая магнитного поля и ее первая (основная) гармоника в режиме номинальной нагрузки. Остальные результаты моделирования и расчета магнитных полей в рассматриваемом двигателе можно найти в соответствующих Elcut файлах, которые в полном объеме прилагаются к настоящей статье. 4
docplayer.ru
Непосредственно сам ротор (рис.6.1.) представляет собой вал, с устанавливаемыми на него поочередно пакетами ротора и радиальными опорами (подшипники скольжения). Для правильного центрирования ротора в расточке статора, на подшипники устанавливаются резиновые кольца, разбухающиеся под воздействием масла, разогретого до 60 С.
Рис.6.1 Ротор погружного вентильного электродвигателя.
Собранный ротор заводится в статор (рис.6.2), поступающий на сборку с предыдущего участка технологической цепочки – участка лакировки.
Статор представляет собой трубу, шихтованную листами электротехнической стали. Внутри статора уложен в три фазы медный провод. С одной стороны фазы спаяны в «звезду», с другой стороны на выход каждой фазы напаяны выводные провода с наконечниками. Статор, в зависимости от исполнения, может быть пропитан высокотемпературным лаком ВС-346А либо заполнен компаундом по специальной технологии.
Рис.6.2. Статор погружного электродвигателя.
Рис.6.3 Погружной вентильный электродвигатель.
В силу особенностей конструкции, описанных выше, а именно: магнитного притяжение пакетов ротора к статору; центрирующих резиновых колец, устанавливаемых на подшипники, усилие, которое необходимо приложить при установке собранного ротора в расточку статора, возрастает до 1,5 тонн. С целью повышения универсальности данного изделия, учтем потенциальную заинтересованность в подобных стендах ремонтных баз. При ремонтах погружных электродвигателей, исходя из статистических данных, целесообразно заложить необходимое усилие в 3 тонн. Данная величина ставит нас перед фактом необходимости механизации этого процесса.
При модернизации планируется оснастить стенд мотор-редуктором, передающее тяговое усилие с помощью цепной передачи
Основные исходные данные для расчета цепной передачи должны быть заданы или приняты по условиям работы передачи.
Крутящий момент T1 на валу ведущей звездочки, Нм.
Частота вращения n1 вала ведущей звездочки, мин-1.
Передаточное число u цепной передачи,
Тип цепи.
Характер нагрузки.
Возможные кратковременные перегрузки в процессе пуска или работы.
Способ смазки передачи в зависимости от скорости цепи.
Рисунок 6.4 – Схема цепной передачи
Значение шага однорядной цепи Р(мм) определяется по формуле
Полученные значения шага округляют до ближайшего по стандарту и находят значение площади проекции опорной поверхности шарнира однорядной цепи, соответствующей этому шагу.
Ближайшее значение шага по ГОСТ13568-97 имеет роликовая приводная цепь ПР-31,75-8850.
Параметры роликовых приводных цепей представлены в Таблице 6.1.
Роликовая приводная цепь ПР-31,75-8850 обладает следующими характеристиками:
Шаг цепи…………………………………………..31,75 мм
Разрушающая нагрузка…………………….…….88,50 кН
Масса 1 метра цепи……………………………….3,8 кг
Выбор мотор-редуктора
Переводим принятое тяговое усилие в килоньютоны:
F = 3т = 30кН
Принимаем скорость подачи V = 0,1 м/с
По данным значениям подбираем мотор-редуктор MU90-60-23-В5-1,1-311-380-50 (Рис. 6.5).
Рис. 6.5. Мотор-редуктор серии MU90.
Мотор-редуктор MU90-60-23-В5-1,1-311-380-50 имеет следующие технические характеристики:
Размер…………………………………………………..………….90
Передаточное число………………………………………………60
Частота вращения двигателя…………………………………1400 об/мин
Частота вращения выходного вала……………………………..23 об/мин
Мощность ………………………………………………..………1,1 кВт
Момент вращения………………………………………..…….311 Н*м
Напряжение питающей сети…………………………………..380 В
Частота питающей сети………………………………………..50 Гц
Габаритные и привязочные размеры мотор-редуктора
Габаритные размеры фланцев на выходном валу редуктора
studfiles.net
(ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ)
На правах рукописи
ШАТОВА ИРИНА ВЛАДИМИРОВНА
РАЗРАБОТКА МЕТОДИКИ ПОВЕРОЧНОГО РАСЧЕТА
ВЕНТИЛЬНОГО ИНДУКТОРНОГО ДВИГАТЕЛЯ С
ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЙ ОБМОТКОЙ ВОЗБУЖДЕНИЯСпециальность 05.09.03 – Электротехнические комплексы и системы
Диссертация на соискание ученой степени
кандидата технических наук
| Научный руководитель | |
| к.т.н., вед.науч.сотр. | |
| РУСАКОВ А.М |
Москва - 2007
ВВЕДЕНИЕ
Одной из тенденций развития современного электропривода является постоянное расширение сферы применения регулируемого электропривода [27, 53]. Электрическая машина для современного привода должна обладать хорошими регулировочными и динамическими характеристиками, иметь технологичную и надежную конструкцию, высокий КПД, способность длительно работать в широком диапазоне скоростей вращения, обеспечивать заданные характеристики при питании от полупроводниковых преобразователей с современными алгоритмами управления.
В ряде областей требуется работа в пределах механической характеристики гиперболического вида (тяговой характеристики) при хороших динамических качествах привода и широком диапазоне регулирования вращающего момента. Это относится к электроприводам большегрузных автомобилей, тепловозов и других транспортных средств, электроприводам грузоподъемного оборудования, приводам электроинструмента различного назначения и мощности и т.д.
Особенностью условий функционирования перечисленных выше двигателей является широкий диапазон изменения нагрузок и частоты вращения вала, что приводит к существенным перераспределениям потерь в меди и стали магнитопровода в зависимости от режима работы.
В настоящее время в этих областях в составе регулируемого привода широко применяются электродвигатели постоянного тока с последовательной обмоткой возбуждения.
Основным недостатком двигателей постоянного тока (ДПТ) является наличие в них щеточно-коллекторного узла. При этом все возрастающие технические требования к электроприводу и к электрическим машинам в частности побуждают к разработке новых электродвигателей нетрадиционных конструкций.
Альтернативой приводам с двигателями постоянного тока являются приводы с вентильными двигателями (ВД) [5].
В составе ВД могут использоваться электрические машины различного типа.
В качестве исполнительных бесколлекторных двигателей постоянного тока широкое применение получили вентильные двигатели с возбуждением от постоянных магнитов [11, 38]. Этот тип привода наиболее перспективен для станкостроения и робототехники, однако, является самым дорогостоящим.
Для общепромышленного применения перспективными являются индукторные двигатели с самовозбуждением (в зарубежной литературе имеют название Switched Reluctance Motors). Такие двигатели хорошо изучены: разным аспектам их разработки и исследования посвящены многие статьи и доклады как в нашей стране [12, 13, 35, 52], так и за рубежом [65-68].
Реализация тяговых характеристик, наиболее просто осуществляемая при использовании электродвигателей с последовательной обмоткой возбуждения, может быть обеспечена в ВД на базе одноименнополюсных индукторных машин. В дальнейшем такие двигатели будем называть вентильными индукторными двигателями (ДВИ).
Двигатели этого типа просты в изготовлении, технологичны, надежны, имеют малые потери в роторе, обладают хорошими регулировочными свойствами, способны работать в сложных условиях окружающей среды.
Несмотря на то, что машины подобного класса известны уже достаточно давно, выход на большие мощности двигателей стал возможным исключительно благодаря успехам современной электроники.
Для создания конкурентоспособных ДВИ с последовательной обмоткой возбуждения требуются методики их поверочного расчета, включающие электромагнитные и тепловые расчеты, которые позволили бы производить расчеты интегральных значений и временных зависимостей параметров и характеристик двигателя, а также уточнить с учетом заданного критерия геометрические и обмоточные данные электродвигателя, провести расчет на требуемые показатели и выбрать алгоритм управления.
В публикациях, касающихся вентильных двигателей с электромагнитным возбуждением, в основном рассматриваются двигатели независимого возбуждения [3032, 41, 43]. В то же время в этих публикациях недостаточно внимания уделено методам расчета электромагнитных и тепловых процессов, протекающих в машинах такого типа, а особенности, касающиеся машин последовательного возбуждения, практически не рассмотрены.
Актуальность задачи. С учетом сказанного можно сделать вывод, что разработка и исследование вентильных индукторных электродвигателей с последовательной обмоткой возбуждения представляет весьма актуальную задачу. А создание методик поверочного расчета является необходимой базой для анализа и синтеза электромеханических систем такого класса в целом.
Цель диссертационной работы заключается в разработке математических моделей электромагнитных и тепловых процессов в вентильном индукторном двигателе с последовательной обмоткой возбуждения и в исследовании его характеристик посредством этих моделей.
Для достижения цели в диссертации поставлены следующие основные задачи:
1) Провести анализ и систематизацию сведений по различным вопросам теории и практики разработки и применения ДВИ.
2) Разработать математическую модель электромагнитных процессов в ДВИ с последовательной обмоткой возбуждения.
3) Разработать математическую модель тепловых процессов в ДВИ с электромагнитным возбуждением, определить основные особенности систем охлаждения.
4) С целью подтверждения адекватности разработанных математических моделей провести экспериментальные исследования и сравнение результатов натурного и математического моделирования.
Методы исследования
Комплексное исследование ДВИ последовательного возбуждения включает в себя анализ электромагнитных процессов с помощью аналитических методов исследования, базирующихся на методе мгновенных значений, теории обыкновенных дифференциальных уравнений и матричной алгебре. Исследование тепловых процессов в ДВИ проводилось посредством математической модели, основанной на методе эквивалентных схем замещения, и с применением пакета конечно-элементного анализа ELCUT.
Достоверность научных положений, выводов и рекомендаций в диссертационной работе обосновывается хорошим совпадением результатов теоретического исследования и экспериментальных данных, полученных на макетном образце для различных режимов работы исследуемого двигателя.
Новые научные результаты и практическая ценность
1. Систематизированы сведения по вопросам современного состояния теории и практики разработки ДВИ. Определены и обоснованы перспективные области применения ДВИ с последовательной ОВ.
2. Разработана и обоснована математическая модель электромагнитных процессов в ДВИ с последовательной ОВ, позволяющая адекватно с приемлемыми допущениями исследовать процессы, протекающие в машине. Дана оценка точности показателей этой модели.
3. Разработана математическая модель тепловых процессов в ДВИ с электромагнитным возбуждением, позволяющая оценить динамику процесса нагрева и охлаждения элементов конструкции электродвигателя, а также определить рациональное значение требуемой производительности системы охлаждения в соответствии с заданными режимами работы объекта исследования.
4. С учетом особенностей работы тяговых электродвигателей сформулированы рекомендации для выбора систем охлаждения ДВИ этого назначения.
Практическая ценность и реализация результатов работы
Разработанные математические модели реализованы в виде программ для персонального компьютера. Использование программ позволяет принимать обоснованные технические решения по выбору рациональных параметров и режимов работы ДВИ.
Результаты диссертационной работы использованы при разработке и проектировании ДВИ для приводов электротележки, троллейбуса и сетевого насоса РТС «Коломенская» г. Москвы. Подтверждением реализации результатов работы является наличие актов о внедрении.
Разработанные в рамках данной работы программные средства реализованы в учебном процессе на кафедре ЭКАО МЭИ (ПСУН «Программа моделирования тепловых процессов в вентильных индукторных двигателях» и «Программа моделирования электромагнитных процессов в вентильных индукторных машинах»), а также используются при выполнении госбюджетных и хоздоговорных работ в данной области.
На защиту выносятся:
1. Математическая модель электромагнитных процессов в ДВИ с последовательной обмоткой возбуждения.
2. Математическая модель тепловых процессов в ДВИ, позволяющая исследовать тепловое состояние электродвигателя в различных режимах его работы.
3. Результаты расчета и анализа электромагнитных и тепловых процессов в ДВИ с последовательной ОВ различного назначения и мощности.
4. Результаты экспериментальных исследований макетного образца ДВИ с последовательной ОВ, подтверждающие адекватность результатов, полученных с использованием разработанных математических моделей.
Апробация работы
Основные результаты работы обсуждались на заседаниях кафедры «Электротехнические комплексы автономных объектов» Московского энергетического института (технического университета), а так же на следующих конференциях:
1. Одиннадцатая международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов, Москва, МЭИ, 1-2- марта, 2005.
2. Двенадцатая международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов, Москва, МЭИ, 2-3 марта, 2006.
3. Тринадцатая международная научно-техническая конференция студентов и аспирантов, Москва, МЭИ, 1-2 марта, 2007.
Для решения поставленных задач в первой главе проведен аналитический обзор по вопросам современного состояния теории и практики применения индукторных машин. Рассмотрены электромеханические преобразователи энергии в составе вентильного двигателя, выделены их достоинства и недостатки. Представлена классификация, устройство и принцип действия индукторных машин, а также сравнительный анализ возможных способов включения последовательной обмотки возбуждения. Выбраны методы исследования, отвечающие выдвинутым требованиям и поставленным задачам.
Во второй главе рассмотрены общие проблемы, связанные с выбором и обоснованием метода электромагнитного расчета ИМ. С учетом принятых допущений разработана математическая модель электромагнитных процессов в вентильном индукторном двигателе с последовательной обмоткой возбуждения. Представлены схемы замещения магнитной цепи, определены основные электромагнитные параметры.
В третьей главе рассмотрены особенности тепловых процессов в ДВИ с электромагнитным возбуждением. Проведен сопоставительный анализ существующих методов расчета. Представлены тепловые схемы замещения, алгоритм и особенности тепловых расчетов электродвигателей применительно к тяговому приводу.
Четвертая глава посвящена расчету электромагнитных и тепловых процессов в тяговых вентильных индукторных электродвигателях различного назначения и мощности. Проведен анализ влияния отдельных параметров и режимов работы на выходные характеристики ДВИ.
В пятой главе приведены результаты экспериментальных исследований электромагнитных и тепловых процессов макетного образца ДВИ последовательного возбуждения. Представлены результаты сопоставления экспериментальных и расчетных исследований, которые позволили судить об адекватности математических моделей.
В заключении обобщены основные результаты и выводы по работе.
Основные положения диссертации опубликованы в следующих работах:
1. Русаков А. М., Шатова И. В. Моделирование тепловых процессов в вентильном индукторном двигателе с электромагнитным возбуждением // «Электричество».- 2007.- №4.- С. 42-49.
2. Русаков А.М., Окунеева Н.А., Соломин А.Н., Шатова И.В. Математическая модель электромагнитных процессов в вентильных двигателях // Вестник МЭИ.- 2007.- №.3- С. 33-39.
3. Шатова И.В. (Капкова И.В.) Результаты моделирования электромагнитных процессов в индукторном вентильном двигателе с последовательным возбуждением // РАДИОЭЛЕКТРОНИКА, ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭНЕРГЕТИКА // Одиннадцатая междунар. науч.-техн. конф. студентов и аспирантов: Тез. докл. В 3-х т. – М.: МЭИ, 2005. Т. 2. – С. 84-85.
4. Шатова И.В. Результаты исследования вентильных индукторных электродвигателей с последовательной обмоткой возбуждения // РАДИОЭЛЕКТРОНИКА, ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭНЕРГЕТИКА // Двенадцатая междунар. науч.-техн. конф. студентов и аспирантов: Тез. докл. В 3-х т. – М.: МЭИ, 2006. Т. 2. – С. 90-91.
5. Шатова И.В. Математическая модель электромагнитных процессов в вентильных индукторных двигателях с последовательным возбуждением // РАДИОЭЛЕКТРОНИКА, ЭЛЕКТРОТЕХНИКА И ЭНЕРГЕТИКА // Тринадцатая междунар. науч.-техн. конф. студентов и аспирантов: Тез. докл. В 3-х т. – М.: МЭИ, 2007. Т. 2. – С. 89-90.
По теме диссертационной работы опубликовано пять печатных работ.
Структура и объем работы
Диссертационная работа состоит из введения, пяти глав, заключения, списка литературы из 71 наименования. Ее содержание изложено на 193 страницах машинописного текста, включая 78 рисунков, 16 таблиц и 2 приложения.
1. ОБЪЕКТ, МЕТОД И ЗАДАЧИ ИССЛЕДОВАНИЯ
1.1. Обзор литературы по вопросам теории и применения ДВИРазработка вентильных машин продолжается уже более ста лет. В настоящее время они являются одними из наиболее перспективных типов машин при их использовании в самых разных областях применения. Этому способствует их бесконтактность и широкие возможности регулирования выходных показателей при простоте реализации управления. В составе вентильных двигателей используются различные типы электрических машин, среди которых можно выделить индукторные машины.
Появление индукторных машин (ИМ) можно отнести к 1854 году [19], когда американский инженер Чарльз Найт получил патент на машину, которая, хотя и очень далека от современных аналогов, однако по принципу работы соответствует классу индукторных машин. Так индуктирование ЭДС в неподвижных обмотках машины происходило в результате движения некоторых железных частей магнитной цепи («индукторов»), что вызывало изменение магнитного сопротивления цепи и, как следствие, - колебание магнитного потока в обмотках и наведение в них ЭДС. При использовании такого принципа ротор машины оказывался весьма простым по устройству: он выполнялся в виде кулачка из мягкой стали, на котором не было ни обмоток, ни магнитов, ни скользящих контактов. При вращении ротор замыкал и размыкал магнитную цепь полюсов подковообразного магнита с размещенными на них катушками якоря. Данную машину, а также ряд ее модификаций, предложенных в 50-х годах XIX века У. Генли и Ч. Уитстоном, в соответствии с современной классификацией можно отнести к радиально-возбуждаемым машинам с пульсирующим потоком. В 1868 г. Ф. Холмс изобрел аксиально-возбуждаемую индукторную машину, в которой впервые было применено электромагнитное возбуждение с помощью размещенных на многополюсном индукторе кольцевых катушек, питаемых постоянным током через щеточно-контактное устройство.
В нашей стране исторически термин «индукторная машина» связан с индукторными генераторами переменного тока [2, 18, 49], которые до сих пор широко используются на транспорте.
Первым в России разработкой индукторных генераторов занимался выдающийся русский электротехник П. Н. Яблочков. В 1877 г. он получил французский патент на электрический генератор переменного тока, который был назван автором «магнито-динамо-электрической» машиной. Это была первая бесконтактная электрическая машина с аксиальной электромагнитной системой возбуждения, выполненной без скользящих контактов. В ней намагничивающая обмотка и обмотка, в которой наводилась ЭДС, были неподвижными. Вращался зубчатый железный диск, изменявший при вращении величину магнитного потока, пронизывающего обмотку, в которой наводилась ЭДС. Позднее принцип действия этого генератора был использован другими электротехниками: А.И. Клименко, получившим русский патент в 1885 г. на двухпакетный индукторный генератор с аксиальным возбуждением, Кингдоном, Томпсоном и др. Генератор, построенный харьковчанином Клименко в 1882 г., имел большую по тому времени мощность (3,5 кВт) для машины, работающей на новом принципе.
Исследованием индукторных генераторов и сравнением их с обычными переменно-полюсными машинами занимался М. О. Доливо-Добровольский.
К концу XIX века было разработано огромное количество разнообразных конструкций индукторных машин, которые постепенно приобрели все основные черты современных машин этого типа.
В начале XX века индукторные генераторы были вытеснены из крупной электроэнергетики более совершенными в конструктивном отношении на тот момент синхронными машинами обычного исполнения. Тот период характеризовался преимущественным применением индукторных генераторов высокой частоты в новой области техники - в качестве источников питания для целей радиосвязи, позднее для целей индукционного нагрева и поверхностной закалки (машины Тесла, Тюри, Кайль-Гельмера, Зольмана, Вологдина, Шмидта и др.). Получение высоких частот требовало выполнения машин на максимально возможную скорость вращения и с предельно большим числом полюсов. Последнее условие, учитывая ограниченный диаметр генератора, сводилось к необходимости выполнения предельно малого полюсного деления. Однако при этом возникали, с одной стороны, конструктивно-технологические трудности, связанные с расположением обмоток якоря, и, с другой стороны, ограничения, связанные с прочностью конструкции.
В 1901 г. Гюи изобретает индукторный генератор, в котором обмотка якоря укладывается в специальные большие пазы и охватывает большое число полюсных делений. Таким образом, была решена проблема укладки обмотки якоря при малых полюсных делениях. Однако долгое время изобретение Гюи не находило практического осуществления, и возможности дальнейшего повышения частоты конструкторы видели в увеличении скорости вращения ротора.
Работа конструкторов над «проблемой малого шага статора» завершается созданием ряда оригинальных зубцовых зон, связанных с именами Вологдина, Латура, Дрейфуса, Кейлгермера и др.
Начиная с 30-х годов XX века индукторные генераторы, доказавшие уже свою надежность (на радиостанциях), становятся основными источниками питания для таких областей техники, как металлургия, машиностроение, станкостроение, радиолокация и др. Позднее генераторы повышенной частоты широко внедряются в электроавтоматику, электрорадиосвязь, вычислительную технику, автоматизированный электропривод, светотехнику и многие другие области [64].
Большинство опубликованных работ, относящихся к раннему периоду существования индукторных машин, посвящены описанию и сравнению различных видов индукторных генераторов, описанию их характеристик и вопросам практического применения. Среди таких работ следует выделить оригинальные труды отечественных и зарубежных ученых: А. Е. Алексеева, В. П. Вологдина, Дж. Уолкера и Р. Поля. Ими были предложены методы расчета ЭДС и рабочих характеристик, основанные на определении разности магнитных потоков в зубцах и пазах индуктора. Были выявлены особенности и основные отличия существующих видов индукторных машин и предложены их первые классификационные схемы.
Статья Р. Поля, опубликованная в 1946 г., является по существу первой теоретической работой по индукторным машинам с пульсирующим потоком. Для определения потока в зубцах машины им был разработан широко применяемый до настоящего времени приближенный метод расчета магнитных проводимостей. Работа Поля нашла широкое распространение и легла в основу целого ряда последующих исследований магнитного поля в зазоре машины, которым посвящены работы В. Апсита, В. Буня, Л. Домбура, К.Скрузитиса, Б. Зечихина, А. Цугуля, Г. Штурмана и др.
В то же время, в виду отсутствия в работах этого периода точных методов расчета магнитных полей, результаты исследований носили скорее качественный характер: при этом влияние реакции якоря учитывалось весьма приближенно, а переходные режимы работы индукторных машин вообще не рассматривались.
В середине XX века технический прогресс выдвинул новую важную проблему – повышение надежности и упрощение эксплуатации электрических машин. В связи с этим резко повысился интерес к бесконтактным, в частности к индукторным, электрическим машинам. Значительные успехи в области техники полупроводников, достигнутые в 50-х гг., обусловили широкое внедрение высокочастотных индукторных генераторов на транспорте (генераторы Рижского электромашиностроительного завода, фирмы «Сейфти», фирмы «ЭВР»), в авиации, а затем и в космической технике.
Вопросами теории, расчета и разработки индукторных машин в этот период занимались многие научно-исследовательские институты и заводы нашей страны: ВНИИЭМ, МЭИ, МАИ, РКИИГА, электромеханические заводы им. Владимира Ильича, «Электрик» и ряд других организаций. Под руководством чл.-кор. АН ЛатвССР В. В. Апсита была организована «школа» по исследованию магнитных полей в бесконтактных (когтеобразных и индукторных) электрических машинах, опубликовано немало работ, посвященных вопросам расчета параметров и характеристик ИМ. В ФЭИ АН ЛатвССР были разработаны оригинальные схемы и конструктивные решения аксиальных индукторных машин (АИМ) с повышенной степенью использования активных материалов (АИМ с постоянными магнитами) и др. В отличие от предыдущих периодов, когда в основном применялись однофазные индукторные генераторы повышенной частоты, в этот период более широкое распространение получили трехфазные машины, нередко в сочетании с выпрямительным блоком (вентильные индукторные генераторы).
Далее следовал целый ряд работ, посвященных исследованию режимов работы и вопросам эксплуатации ИМ. Здесь следует отметить труды Н. Н. Александрова, В. Ю. Дикина, А. Н. Ледовского, А. А. Терзяна, М. Сигла, Н. Ханкока, Э. Эрдели и ряда других авторов.
Заслуга в области создания силового вентильного привода на базе индукторных машин (так называемых, синхронных реактивных машин – SRD) принадлежит профессору П. Лоуренсону – известному специалисту по теории и расчету полей электрических машин и шаговому электроприводу [25, 26, 29]. Под его руководством был успешно выполнен проект по разработке тяговых вентильных индукторных приводов с весьма жесткими требованиями в отношении КПД, прочности, надежности и т.п., а после этого организована промышленная фирма, выпустившая первую в мире серию общепромышленных индукторных двигателей (СРД) мощностью Pн=435 кВт.
На ведущих кафедрах Московского энергетического института разработаны основы теории и расчета индукторных машин и электроприводов на их основе. В содружестве с промышленными предприятиями разработаны опытные образцы индукторных электродвигателей для электроприводов общепромышленного и тягового применения, тихоходные моментные ИМ [6, 51]. Перспективным является использование индукторных двигателей малой и средней мощности для привода легковых транспортных средств [28]. Известны реализации ИД большой мощности (37800 кВт) [44].
В настоящее время разработкой и исследованием вентильных индукторных машин с электромагнитным возбуждением на кафедре «Электротехнические комплексы автономных объектов» МЭИ (ТУ) занимается научная группа под руководством к.т.н., в.н.с. Русакова А. М.. За время существования группы ее сотрудниками выполнено около 50 научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ, ряд разработок защищен патентами [45-47].
Следует отметить, что несмотря на сравнительно малый опыт использования ИМ такого класса в качестве электродвигателей, в силу своих конструктивных и технологических особенностей они с успехом начинают внедряться в различные области техники.
1.2. Вентильный индукторный двигатель с последовательной
обмоткой возбуждения
1.2.1. Вентильный электродвигатель
Одним из проявлений общемировой тенденции развития производства высокотехнологичной электротехнической продукции являются успехи в области создания нового поколения регулируемых электроприводов с использованием вентильных электродвигателей (ВД) [42]. Выпуск таких электроприводов осваивают в настоящее время практически все ведущие электротехнические компании. Предложения на рынке вентильных электродвигателей характеризуются широким мощностным диапазоном – от единиц ватт до сотен киловатт, они могут использоваться в самых различных отраслях промышленности.
Хотя вентильные электродвигатели не являются изобретением последних лет, их стремительное развитие стало возможным благодаря интенсивному развитию современной силовой преобразовательной и управляющей электроники. Это, в свою очередь, создало благоприятные условия для разработки и производства электроприводов нового поколения на базе вентильных электродвигателей.
Системы данного класса имеют регулируемую в широких пределах частоту вращения ротора, обладают высокими пусковыми моментами и хорошими энергетическими показателями. По своим характеристикам такие двигатели достаточно близки к машинам постоянного тока. Вместе с тем отсутствие щеточно-коллекторного узла существенно повышает долговечность вентильных машин и снижает ограничения, определяемые коммутацией, особенно при высоких скоростях и перегрузках. Эти преимущества вентильных машин делают их особенно перспективными для автономных установок с первичным источником электроэнергии постоянного тока, работающих в сложных окружающих условиях.
Функциональная схема современного вентильного электродвигателя (рис.1.1) в общем случае включает в себя следующие элементы: электромеханический преобразователь энергии (ЭМП) – электродвигатель (ЭД), силовой электронный преобразователь (коммутатор К), датчик положения ротора (ДПР) и аппаратную или программную систему управления (СУ). При необходимости она также может содержать преобразователь напряжения (ПН) и систему датчиков (напряжения (ДН), тока (ДТ), частоты вращения (ДС) и др.).
| ПН - преобразователь напряжения К - коммутатор ДТ – датчик тока ДН – датчик напряжения ДС – датчик частоты вращения | ДПР – датчик положения ротора ЭД - электродвигатель Т – трансмиссия РО – рабочий орган СУ – система управления |
Использование позиционной обратной связи (ДПР) является отличительной особенностью вентильного двигателя, так как сигналы на переключение ключей инвертора поступают от системы управления в зависимости от положения ротора, благодаря чему частота тока в обмотке якоря может быть равной или кратной частоте вращения ротора.
Наиболее распространенным вариантом определения положения ротора является использование с этой целью явно выраженного датчика положения ротора.
Датчики положения ротора ВД представляют собой встроенный в двигатель узел, состоящий из чувствительных и сигнальных элементов.
По типу чувствительных элементов датчики положения ротора делятся на: индукционные, фотооптические, гальваномагнитные элементы, параметрические, а также выделяют датчики на базе магнитодиодов, бесконтактного сельсина. Наиболее широкое распространение получили гальваномагнитные датчики на базе магниточувствительных интегральных микросхем Холла (Датчики Холла).
В том случае, когда использования явновыраженного ДПР является затруднительным (ограничения по числу токоподводов, по радиальным и линейным размерам электродвигателя, жесткие требования относительно помехоустойчивости, надежности, стоимости и др.), предпочтительным является использование, так называемого, бездатчикового принципа управления, основанного на оценке противо-ЭДС, наводимой в обмотках статора, и анализе по ней положения ротора.
Система управления (СУ) ВД обрабатывает сигналы, поступающие от ДПР и других датчиков, и формирует сигналы управления, поступающие на базы транзисторов или на управляющие электроды тиристоров коммутатора. В зависимости от реализации СУ может содержать те или иные функциональные блоки, например, в качестве СУ может быть использован микроконтроллер.
Что касается коммутатора, то в многофазных ВД обмотка якоря (ОЯ), как правило, разбивается на трехфазные группы, каждая из которых подключается к отдельному коммутатору. Многофазные ВД (как и ВД с развязанными обмотками) в составе коммутатора имеют большее количество ключей, что, однако, позволяет снизить пульсации вращающего момента и снизить мощность, приходящуюся на один ключ.
Коммутаторы подразделяются на однополупериодные с нереверсивным питанием фаз (то есть ток в фазе протекает только в одном направлении) и двухполупериодные с реверсивным питанием. Последние представляют собой инвертор (при питании от сети постоянного тока) или циклоинвертор (при питании от сети переменного тока). Однополупериодные схемы находят применение в маломощных ВД.
Наиболее распространенной схемой коммутатора является мостовая двухполупериодная схема. При относительной простоте коммутатора обеспечивается приемлемое значение пульсаций электромагнитного момента (равномерности вращения) и экономичности. Такой вариант является универсальным для различных случаев применения [7, 50].
Для ВД небольшой мощности коммутатор может быть создан на полностью управляемых элементах (транзисторах, двухоперационных тиристорах), а для двигателей средней и большой мощности (1000кВт) – на не полностью управляемых элементах (тиристорах, семисторах), а также на полностью управляемых тиристорах (GTO). Одним из наиболее распространенных режимов работы ключей инвертора является 120 – градусная коммутация, в пределах периода (360 градусов) каждый ключ открыт 120 градусов.
На рис.1.2. приведен алгоритм 120-градусной коммутации ключей инвертора. Здесь ф - электрический угол, характеризующий положение ротора электродвигателя относительно оси фазы А в момент подключения этой фазы к источнику питания. Такой угол называется углом включения фазы. Для ВД с независимым возбуждением он представляет собой угол между началом положительного полупериода ЭДС холостого ход и фазного тока. А при последовательном возбуждении при интерпретации угла ф следует рассматривать ЭДС без учета реакции якоря. Нейтральной коммутации соответствует угол включения ф =30 эл.град.
Основным элементом ВД является электромеханический преобразователь, который может быть реализован на базе различных типов электрических машин переменного тока: асинхронных, синхронных, индукторных, др.
В составе тягового привода использование электромеханического преобразователя на базе асинхронного двигателя (АД) оказывается оправданным, если в объекте применения не требуется длительного функционирования привода с большими вращающими моментами в области относительно малых частот вращения (пуск АД связан с большими потерями мощности и нагреванием обмоток), а также не требуется иметь широкий диапазон регулирования частоты вращения или вращающего момента в режиме постоянства мощности [42]. В этом плане более универсальными являются ВД на базе синхронных электрических машин (СМ). Их внешние и регулировочные характеристики соответствуют или превосходят характеристики традиционно применяемых коллекторных электродвигателей. Наиболее перспективно применение бесконтактных СМ.
В свою очередь, бесконтактные синхронные машины могут быть различных типов. В настоящее время для приводов малой мощности (от единиц ватт до единиц киловатт) широко используются так называемые магнитоэлектрические двигатели (МЭД), магнитный поток возбуждения в которых создается постоянными магнитами, установленными на роторе. Такие машины обладают простой электрической схемой, не потребляют энергии на возбуждение и имеют повышенный КПД [11]. В то же время возможности регулирования скорости МЭД без внесения конструктивных изменений невелики, а максимальная мощность двигателей ограничена резким увеличением их стоимости из-за сравнительно высокой стоимости постоянных магнитов. Кроме того, крупные машины становятся практически неразборными и неремонтопригодными, особенно в условиях ремонтных мастерских.
В ВД могут применяться и индукторные электрические машины (ИМ).
Достоинством индукторных машин является простота конструкции ротора, высокая надежность из-за отсутствия вращающихся обмоток, хорошие регулировочные свойства, низкие потери в роторе, возможность работы в сложных условиях окружающей среды и др.
Главный недостаток двигателей такого типа проявляется в наличии постоянной составляющей магнитного потока, которая не участвует в наведении рабочей ЭДС, но загружает магнитопровод и требует существенного увеличения его объема и массы по сравнению с обычными синхронными машинами [11].
Основные отличия индукторных машин от классических синхронных машин заключаются в следующем [11]: Рис. 1.2 Алгоритм 120-градусной коммутации ключей инвертора
Известно, что частота ЭДС рабочей обмотки обуславливается частотой перемагничивания зубцов статора. В синхронных машинах частота ЭДС рассчитывается по известной формуле:
| (1.1) |
| (1.2) |
Как отмечалось ранее, в индукторных машинах имеется постоянная составляющая потока Фo, которая не используется, хотя и загружает магнитопровод. Особенностью индукторных машин является также условие малого насыщения стали магнитной цепи. Если сталь насыщается и её магнитная проницаемость падает, то уменьшается разница между магнитными сопротивлениями участков с максимальными и минимальными зазорами. Если, например, сталь зубцов ротора будет полностью насыщена, то разница между радиальными участками с макс и мин в отношении магнитных свойств значительно уменьшается (при насыщении магнитная проницаемость стали будет стремиться к 0) и весь поток равномерно распределяется по окружности якоря, что приведет к резкому снижению электромагнитного момента.
Сравнение индукторных машин с обычными синхронными машинами может быть проведено с помощью коэффициента использования магнитного потока kис [11]:
| kис=, | (1.3) |
В идеальном случае, когда Фмин стремится к нулю kис=0,5. В реальных индукторных машинах Фмин/ Фмакс0,10,2 и kис0,40,45. Из этого следует, что при одинаковых выходных характеристиках и примерно равных моментах инерции роторов индукторная электрическая машина обладает примерно в 1,3-1,8 раза большей массой, по сравнению с магнитоэлектрической синхронной машиной. Поэтому, определяя области возможного применения этих двигателей, необходимо учитывать все факторы, в том числе и эксплуатационные. В тяжелых условиях эксплуатации именно фактор надежности является определяющим и здесь можно пойти на некоторое увеличение веса привода.
Несмотря на указанные недостатки, особенности полюсообразования индукторных машин приводят к тому, что при малом полюсном делении ротора ИМ начинают выигрывать по удельно-массовым показателям у обычных синхронных машин. Кроме того, простота и технологичность конструкции (отсутствие обмоток и магнитов на роторе), бесконтактность (в отличие от классических синхронных машин с электромагнитным возбуждением) и низкая стоимость (например, по сравнению с синхронными машинами с постоянными магнитами), а также ряд других достоинств способствует применению ИМ в качестве высокоэффективных двигателей для разнообразных промышленных агрегатов.
1 2 3 4 5 6 7nashaucheba.ru
